Cześć Koledzy

Choć nie nazwał bym tego projektem bardziej zabawą w wolnym czasie to wrzucam materiały za namową Yuri'ego <pozro>
Planuje poskładać średnie DRSSTC na poniższych podzespołach.
Zastanawiają mnie założenia przede wszystkim MMC czy jest ono w stanie utrzymać te parametry.
W załączniku dodałem kalkulacje dla MMC

Detale:
Zasilanie do 250V AC (ok. 400V DC)
Filtracja 3x2200uF/500V
MMC - 96 sztuk C4GCMBC3420AA0J 420n/850V razem 630nF/6800V ale oficjalnie według DTR na 9600Vdc
Pełny Mostek: 2x IGBT TOSHIBA MG200Q2YS40
Snubbery 2x WIMA MKP10 5uF 1000Vdc
Driver: zmodyfikowany predikter z mostkiem pośrednim

Założenia dla pierwotnego
rezonans w okolicy 50-55khz

główna zmianą w driverze są komparatory
zamieniłem AD790 na MAB360, regulatory z 15V na 5V, i to cudo odbiorczo światlowodowe na normalne HBFa
ponieważ obniżyłem napięcie i potrzebuje wysterować prawie 100nF wiec trzeba zbudować do tego jakiś mostek dyskretny.
Jakiś czas temu prototypowałem fajną konstrukcje mostka zobaczymy czy uda się ją tu przeszczepić.


Nie mam pojęcia kiedy będzie koniec prac ponieważ zasiadam do tego tylko jak już innych prac nie ma wiec dzieje się to wolno.

Zamiast mostka pośredniego, nie lepiej po prostu dodać układ aktywnego domykania na bramkach? Nie dość że zredukuje moc rozpraszaną w układzie gate drive kilkukrotnie (a więc powinno wyeliminować narzut potężniejszego drivera), to szybciej domyka tranzystory niż GDT + działa jako active Miller clamp. Nie bez powodu to standardowe podejście w przemyśle.





Niskie dI/dt mają te kondensatory, chociaż nie dziwne - są pojedynczo metalizowane. Nie wróżę im niezawodności, będzie je bardzo łatwo przeciążyć. Nie ma w ogóle miejsca na derating wynikły z pracy pod dużym napięciem AC przy sporej częstotliwości.

Dobry pomysł z tym domykaniem za pomocą tranzystora.

Co do MMC czyli co lepiej było by obniżyć prąd w piku? moje podejrzenia są że będą się mocno grzać właśnie przez te parametry.

Policz sobie dI/dt jakie wyjdzie przy Twoich parametrach pracy, ale praca na jego krawędzi jest bardziej niebezpieczna niż zwykłe przegrzewanie - powoduje przegrzane hot-spoty w zwijce kondensatora które się przepalają i kondensator stosunkowo szybko traci pojemność.



Przeanalizuj sobie tylko dobór tranzystora i jego wpływ na szybkość domknięcia bramki, przy klockach klasy ciężkiej czasem dobrym pomysłem jest wykorzystanie dwóch - PMOS do szybkiego rozładowania i osobno PNP do domknięcia IGBT w zakresie gdzie bramka NMOS już ma za małe napięcie na dobre nasycenie.

Zasymuluj też sobie czy PMOS zachowujący nasycenie przy niskich VGS nie starczy, np. BSP171P?

Zaraz, napisałeś "zamiast mostka pośredniego" i "szybciej domyka niż GDT". To w takim razie do czego jeszcze można podłączyć wspomniany układ sterowania bramką?
Jednocześnie, zastanawia mnie istnienie rezystorów w tym układzie.
Rg moim zdaniem lepiej zastąpić koralikiem ferrytowym bezpośrednio na nóżce tranzystora. Z moich doświadczeń wynika, że jest to rozwiązanie najłatwiejsze i najbardziej efektywne w ograniczaniu dzwonienia, maksymalizacji szybkości przeładowania bramki, a przy neutralizacji overshootingu bardzo dobrze sprawdza się "zwykły" snubber RC+dioda.
Rb nie jest potrzebny, gdyż przy stanie niskim wejścia sterowania, tranzystor i tak się nasyci i zewrze bramkę.
Istnienia Re nie jestem w stanie jakkolwiek zrozumieć. Chyba że zakładamy, że wejście sterowania może przyjąć stan Hi-Z, i Re służy do utrzymywania stanu niskiego bramki.

Prosto do drivera, do GDT, różnie bywa.



Koraliki często stosuje się i nie bez powodu, ale rezystor bramkowy też ma swoje miejsce:
-Ogranicza udar prądowy widziany przez driver.
-Przy kiepsko zrobionym GDT układ wzbudzi się na niższej częstotliwości niż koralik jest w stanie ogarnąć.
-Jeżeli nachodzą na siebie stany przewodzenia górnego i dolnego klucza nic innego nie pomoże.
-Przy mniejszych, szybszych tranzystorach i sporej indukcyjności pasożytniczej między kluczami, czasami nic nie pomoże prócz spowolnienia przełączenia po stronie bramki (czy raczej, stosowny snubber RC wydzielałby niepraktycznie dużo mocy).



Rb jest po to, żeby bramka IGBT nie rozładowała się kilkuamperowym udarem przez złącze BE tranzystora - co go potencjalnie może zabić.



Re kosztuje nic, a ma szansę utrzymać układ w stanie wyłączonym gdy stanie się coś nieprzewidywalnego. Jak poluzowany przewód do GDT. +Zdaje się, w predikterze drivery są wprowadzane w stan HI-Z między cyklami.
Nie wycina się komponentów, które nie dodają żadnego problemu, a dodają jakiś tam margines bezpieczeństwa.

Kwestia użycia mocniejszego drivera, z chłodzeniem.

Ciekawy argument, ale zakładałbym raczej, że skoro optymalizujemy układ i wiemy co robimy, a nie kopiujemy na pałę układ z internetu, to i GDT wykonujemy najlepiej jak się da.

Wydawało mi się, że sam układ przyspieszania zamykania tranzystora sprawi, że układ opóźniania jego włączania nie będzie potrzebny. Znaczy, jeżeli coś usprawniamy, to na lepsze
[quote="Yuri"]-Przy mniejszych, szybszych tranzystorach i sporej indukcyjności pasożytniczej między kluczami, czasami nic nie pomoże prócz spowolnienia przełączenia po stronie bramki (czy raczej, stosowny snubber RC wydzielałby niepraktycznie dużo mocy). [quote]
Pisałem o snubberze na bramce.


Reszta pasuje.

Nie jestem zwolennikiem koralików ferrytowych na tranzystorach jako filtr. Zawsze lepiej jest dopasować impedancje źródło sygnału sterującego niż bawić się w leczenie tego sygnału. Tym bardziej że projektowanie jest w toku i możemy zmienić dowolny parametr.
Robiłem jakiś czas temu testy (tak z ciekawości) kabla mikrofonowego typu instalacyjnego jako przewód dla GDT i powiem szczerze że byłem bardzo zaskoczony rezultat był lepszy niż ze skrętek które zazwyczaj skręcam prawdopodobnie dlatego że ekranowanie kabla mikrofonowego pozwalało znacznie zmniejszyć rozpraszanie na rdzeniu dzięki temu uzyskiwałem znaczne lepsze czasy przełączeń.

Co do sterowania zboczami poprzez danie diod w tor miedzy gdt i tranzystorem. Zauważyłem że czasem to nie wystarcza. Jeśli mamy sytuacje gdzie są duże pojemności przełączanie to ciężko jest doprowadzić do sytuacji w której idealnie będziemy przełączać klucze dolny z górnym.
Dlatego sądzę że może być lepszy ten tranzystor domykający. Pamiętam kiedyś jaka presja była na to aby IGBT sterować napięciem negatywnym na bramce rozumiem że to się zmieniło. I już nie sterujemy +/- 15V tylko +18 do 0V.

Yuri trochę nie rozumiem sensu stosowania jako tranzystor domykający PNP i PMOSa, po co to ?
Aby niwelować charakterystykę tych tranzystorów ?

Oraz policzyłem DI/DT ze wzoru jak w załączniku, wyszedł wynik ale nie mam pojęcia co mam z nim zrobić. Znaczy wiem o czym mówi DI/DT ale jak oceniasz czy on jest wysoki czy niski ?

Ponadto - snubber na bramce tranzystora może marnować znacznie więcej energii niż rezystor bramkowy....



Jak najbardziej - coax/triax pozwala osiągnąć jeszcze lepsze rezultaty. Idealnoie byłoby zaplatać wielowarstwowe X aksjalne uzwojenie, ale troszkę jest to problematyczne...



Depolaryzacja napięciem ujemnym ma chronić przede wszystkim przed pasożytniczym załączaniem tranzystora przez szpilkę z pojemności Millera. Tranzystor domykający, znany jako Miller clamp jest układem który powstał, by nie było to potrzebne.
Wyjątkową sytuacją mogą być BARDZO stare generacje IGBT. W nich występowały dodatkowe zjawiska pasożytnicze wymagające negatywnych VGS...



W sumie to, wystarczy dobrać rezystor bazowy PNP tak, żeby puścił dostatecznie duży prąd. Zoverthinkowałem deko.



W nocie kondensatora masz podane maksymalne dV/dt jakie może bezpiecznie znieść. Zapędziłem się z tym dI wczoraj.

Anyway, to w sumie wszystko sprowadza się do prądu szczytowego, bo jak wyprowadzisz sobie wszystkie wzory wychodzi, że dV/dt * C = Ipeak. Czyli koło 100A per kondensator.

Ogólnie, tę wartość należy traktować jako "twardy" limit i trzymać się poniżej niej i to rozsądnie daleko. Jej przekroczenie będzie degenerować kondensator nawet jeżeli impulsy będą tak rzadkie że nie zmierzysz wzrostu temperatury kondensatora.

Masz 12 szeregów połączonych równolegle, więc cykl szczytujący na 1200A to absolutny limit, a osobiście - nie przekraczałbym tak 700-800.

Bzdura. Cieniutki ekran na przewodzie mikrofonowym nie miał najmniejszego wpływu na pole magnetyczne dla częstotliwości kilkudziesięciu kiloherców. Bardziej prawdopodobne, że sama konstrukcja kabla - jego mały przekrój, sprawiła że przewodnik był bliżej rdzenia co zmniejszyło indukcję rozproszenia.

Raczej dlatego, że zmieniła się technologia i możliwości. Kiedyś tranzystory mocy nie były takie szybkie, dlatego wyłączając tranzystor napięciem -18V, napięcie bramki do zera spadało niemal natychmiast, czyli uzyskiwaliśmy szybsze wyłączenie. W drugą stronę - podanie napięcia dodatniego zadawało pewne opóźnienie w czasie, gdy napięcie bramki osiągnęło 0V, a gdzie tam do włączenia. Mimo wszystko zyskiwaliśmy mały okres czasu między całkowitym wyłączeniem klucza a włączeniem klucza przeciwnego:

Tymczasem przy sterowaniu +18V-0V mamy problem, gdyż włączany tranzystor przekracza Vth bardzo szybko, a wyłączany dopiero zaczął się wyłączać.

Także trzeba coś wykombinować jak go szybko zamknąć.
Moim zdaniem, w celu optymalizacji układu należałoby rozdzielić sygnały sterujące bramkami, i użyć układu który steruje nimi osobno, jak taki TL494, i prowadza dead-time, tylko samym czasem wypadałoby sterować.
Można spróbować użyć bardziej zaawansowanego układu który dodatkowo na bieżąco mierzyłby napięcie na bramkach, i za każdym razem "ręcznie" oczekiwałby z włączeniem tranzystora aż przeciwny się wyłączy. Czyli - na wejściu ma stan wysoki, górny klucz włączony, dolny wyłączony. Układ drivera zoptymalizowany pod minimalne czasy przełączania, bez uwzględniania opóźnień przeciwko zwarciom skrośnym. Układ sterujący dostaje na wejście stan niski, więc przełącza górny driver na stan niski, mierzy napięcie na bramce klucza górnego i gdy te osiągnie powiedzmy 0V, wysyła stan wysoki na driver klucza dolnego.
Problemem będzie sposób pomiaru napięcia na bramce, ale tutaj można użyć tranzystorów J-fet jako wtórników, a jako logiki użyć bramek logicznych.

hehe Yuri
to ja tu przekopałem niemal że na przestrzał 3 fora w poszukiwaniu jak ten "Yuri" determinuje czy DI/DT jest za wysokie czy nie. A tu się okazuje że nie chodzi o to Fiuu No dobrze to mnie trochę uspokoiło.
Szczerze mój target jest właśnie gdzieś w przedziale 700-800A

Wesoły
Prawda czasy zupełnie się rozjadą. Mam taki zwyczaj że po skonstruowaniu mostka zawsze go włączam z obciążeniem rezydencyjnym patrze jak się zachowuje prąd zasilania.
Jeśli są zwarcia skośne to bardzo często są też duże udary w pobieranym prądzie. To jeszcze zanim uruchomię oscyloskop.

...Albo dać sobie spokój i wykorzystać zintegrowany driver półmostka z generatorem deadtime, izolacją galwaniczną itd. Ja już od dawna GDT nie stosuję.



W układach niskonapięciowych taka funkcja jest często wbudowana w drivery półmostków i zwie się adaptive dead time. Praktycznie każdy układ do 30V i niektóre do 100V taki mają i spisuje się świetnie.

Transformatory GDT to ogólnie nieprzewidywalne bestie, i z doświadczenia wiem że im mniej zbędnych indukcyjności, tym lepiej Chociaż GDT używane są i w fabrycznych urządzeniach, ostatnio spotkałem taki w falowniku PV. W zasadzie były to 2 osobne GDT, sterowane przez 2 pary driverów serii TC... ale nie pamiętam dokładnego modelu. Pamiętam tylko że miały one prąd maksymalny w okolicach 2-4A. Okazało się, że nikt fabrycznie nie stosuje TC4422
Co ciekawe, same transformatory GDT były wykonane w postaci uzwojeń ze ścieżek na PCB, a w laminacie były wyfrezowane otwory i rdzeń o kształtkach EE zamykał się de facto na laminacie.

Wiem że działa świetnie, niestety dla napięć >600V takie układy nie istnieją, dlatego trzeba by wykombinować własny układ.
Największy problem to właściwa izolacja i przesyłanie sygnału. Optoelektronika nie ma szans, czyli pozostałyby rozwiązania pojemnościowe oraz sygnał różnicowy. Między zasilaniem całej logiki a sekcją sterowania pojedynczego tranzystora mostka, dać jakiś miniaturowy scalony zasilacz 15/15V mniej więcej takiego typu:

Co zapewniłoby nam separowane zasilania do osobnych driverów na każdy tranzystor, 2 kondensatory na linii D+ D- i przerzutniki po obu stronach do dwustronnej komunikacji. Generalnie driver byłby jedynym nielogicznym elementem układanki.

Dobra, wróciłem spod prysznica, a jak wiadomo pod prysznicem najlepiej się myśli. Dobrze myśli się też na muszli. To pewnie dlatego Japończycy są tacy mądrzy - montują kible pod prysznicem "dla oszczędności miejsca"
Wracając, znalazłem rozwiązanie. 2 rzeczy:
1. Jak ogarnąć przekazywanie sygnału bez opóźnień, bez narażania na zakłócenia oraz z zachowaniem izolacji? Niesamowicie prosto.

Oto transformator do ethernetu. Znajduje się on zaraz za gniazdem RJ45 każdego urządzenia. Modele są różne, ale w takiej obudowie mamy 4 transformatorki sygnałowe. Lepsze modele zapewniają izolację galwaniczną znamionowo do 2,5kV, i probierczą do 10kV. Pracują z częstotliwościami do 600MHz z tłumieniem w okolicy 1dB. Do tego mają zupełnie przypadkiem 4 osobne pary sygnałowe (po jednej do tranzystora), możemy różnicowo puścić tym samym przewodem różnicowo zasilanie 15V do przetwornic -> driverów, oraz jednocześnie dopasować impedancyjnie pod 50 omów całość. Przewód Cat6 ekranowany, a jakby się pokusić to i Cat7A S/FTP, taki o:

Więc, dajemy 2 takie transformatorki, jeden na płytce sterowania i podłączamy do niego 4 wyjścia sterownika mostka H (tu będzie w drugim punkcie niespodzianka), a drugi na płytce mostka H. Różnicowo puszczamy zasilanie 5V i 15V (mamy 4 pary to i można 2 zasilania). Mamy różnicowy sygnał jako pętla prądowa, a że to TP to i nie będzie się dało tego zakłócić, porządne ekranowanie, kable z gigantycznym zapasem częstotliwościowym, a i podłączenie jak dla idioty bo jednym kabelkiem ze sklepu puścimy całość. Na płytce samego mostka H mamy drugi transformator, wychodzimy na przetwornice 4 osobnych napięć 15V (wszystko izolowane), i mamy 4 obwody przerzutnika i drivera Mosfet.
2. Tutaj będzie niespodzianka o której pisałem wyżej - jak zrealizować informację zwrotną iż tranzystor ma już rozładowaną bramkę, jest totalnie wyłączony i można włączyć drugi klucz? Bardzo prosto. Po stronie mostka H dajemy mały driver który będzie mógł wysłać sygnał różnicowy w drugą stronę. Po stronie płytki sterowania zaś całość miałaby być sterowana przez przerzutnik RS. Czemu? Bo da się go przełączyć od strony wyjścia - podając ujemny impuls na wyjście będące w stanie wysokim, lub wysoki na wyjście w stanie niskim.

EDIT:
Też się przygotowuję do zbudowania dużej DRSSTC. Zmieniam właśnie pracę na taką, w której budżet nie będzie problemem, i właśnie kończę wymieniać instalację elektryczną w gospodarczej części domu. Zamontowałem już tam ładne gniazdo 3F 32A

a to nie można porostu tak tego zasilić ?
chyba nie nadążam... poco driver ma wiedzieć że klucz jest wyłączony skoro on jest zaraz obok niego?
może prościej użyć dwóch układów ISO5452 połączonych ze sobą + jeden odbiornik HFBR i po problemie?

zasilanie można było by generować skutecznie z czegoś takiego.
W spawarce sie sprawdza.

...a na koniec dnia dowiemy się, czemu takich driverów się nie produkuje.

Bo to nie ma sensu i nie daje nic, prócz komplikacji względem ustawienia DT na sztywno.
Zabawy w Adaptive dead time mają sens w niskonapięciowych układach lecących na MHz, gdzie każda zbędna nanosekunda dead time odbija się na sprawności. Wszakże straty generowane przez prąd płynący diodą pasożytniczą są znacznie większe, niż na trwającym 2ns zboczu, albo na RDS mającym ledwo dwa miliomy.

Ale w układach na napięcia wyższe, straty na przewodzeniu diody podczas czasu martwego i tak są zdominowane przez straty przełączania/przewodzenia prądu roboczego. Zwłaszcza w DRSSTC, gdzie mamy przełączanie ZCS i dioda przewodzi tyle, co nic. Ot, overengineering w czystej postaci.

Driver nie musi. Driver jest tylko po to, by zapewnić odpowiednią wydajność prądową i szybko przeładowywać bramkę.

Ale ten układ nie posiada regulacji czasu martwego, wydaje mi się że w ogóle go nie posiada...
Mi chodzi o coś takiego:

Napięcia 15V i 5V przychodzą po skrętce, i 4 osobne pary przetwornic (po jednej na sekcję) separują je galwanicznie. Skrętki zakłócić się nie będzie dało, za transformatorem przerzutnik RS, driver mosfet i sam mosfet. Pomarańczowy układ to "magiczny obwód nieokreślonej jeszcze budowy", który gdy wykryje że na bramce jest 0V czyli tranzystor jest bezsprzecznie i całkowicie wyłączony, wyśle krótki impuls na stronę lewą, gdzie znajduje się cała logika sterowania. Logika odbierze sygnał, i dopiero wyśle stan wysoki inną parą włączając przeciwny klucz.
Odnośnie tej logiki, można to zrobić i na pojedynczych bramkach jak z klocków, a można użyć to tego jednego układu FPGA.
W ten sposób uzyskamy maksymalnie szybkie czasy przeładowywania bramki, domyślnie przy idealnie prostokątnym przebiegu na bramce, bez zbędnego zwiększania czasów ładowania bramki by mieć pewność że wyłączany tranzystor jest faktycznie wyłączony. Jednocześnie gdy tranzystor będzie miał być włączony, jego bramka będzie całkowicie zwarta do +15V. Jeżeli wyłączony - całkowicie zwarty do "masy".
PS:
Ktoś nam łeb ukręci za rysowanie schematów w Paincie ołówkiem

Tak czy siak, wbrew pozorom - optymalizowanie czasów przełączania w DRSSTC mija się z celem.

Primo, mamy ZCS - i ZCS jest wszystkim. Jak długo masz dobry phase lead i przełączanie kluczy jest centrowane mniej więcej w okół zera prądu cała reszta jest bez znaczenia. Straty przełączania są pomijalne, więc żyłowanie czasów przełączania nie znaczenia. Dioda równoległa nie przewodzi praktycznie w cale w trakcie dead time, więc nie musi on być optymalny. A od ZCS nie uciekniesz bo zabiją Cię albo przepięcia, albo ogon prądowy.

A ponadto... Stosując duże moduły IGBT nie chcesz aby przełączały się zbyt szybko! Dlaczego? Otóż:
-Jak długo jesteś w ZCS, OK, ale jeżeli z jakiegokolwiek powodu przełączysz się przy dużym prądzie, zbyt szybkie przełączenie wyindukuje transjent na wewnętrznych indukcyjnościach modułu IGBT (które, nomen omen, nie są takie małe, no bo w końcu cały moduł jest duży). Ten transjent jest w stanie zabić klucz i nie ma żadnej metody na jego kontrolę, oprócz ograniczenia szybkości przełączania i/lub prądu w jego trakcie.
-Nawet najnowocześniejsze IGBT potrafią się zatrzasnąć jak przesadzisz z dI/dt.

Tak samo nie stosuje się adaptatywnego dead time w energoelektronice HV/HC, bo to nie ma sensu:

-W starej generacji tranzystorów straty były zdominowane przez przełączanie i przewodzenie, super optymalizacja DT nie dawała miarodajnego zysku, a komplikowała układ. Szukając optymalizacji strat, znacznie lepszym pomysłem był umiarkowanie krótki dead-time i przełączanie rezonansowe - gdzie żyłowanie DT nie ma sensu z tego samego powodu, co w przykładzie DRSSTC.
-W najnowszych generacjach półprzewodników, gdzie straty i czasy przełączań spadają do coraz niższych wartości, pasożytnicze diody mają nad wyraz wysokie napięcie przewodzenia, a całość pracuje z coraz większymi częstotliwościami - optymalizacja DT znów ma znaczenie, jako że dioda pasożytniczą będzie zwyczajnie generować znacznie więcej strat przewodzenia niż klucz. Trzeba więc zapewnić, że pracuje tak krótką część okresu, jak się da. Ale... Zarówno współczesne tranzystory jak i drivery do nich mają dobrze scharakteryzowane, przewidywalne zależności czasowe. Więc łatwiej i praktycznie z takim samym rezultatem można ustawić dead time na sztywno z korekcją na niepewność czasową sterownika i zapomnieć o temacie.
-Adaptacyjny dead time to nie panaceum - jego pętla kontrolna musi wziąć korektę na swoje opóźnienie oraz, co gorsza - rozrzut opóźnień. Oznacza to, że tak czy siak musisz narzucić stały DT który zapewnia margines bezpieczeństwa korygujący niepewności czasowe sterowania.... I wracasz do punktu wyżej, gdzie możesz ustawić DT na sztywno bo zachowanie całe układu staje się przewidywalne. Dolicz do tego równania konieczność zapewnienia odporności na glitche w momencie, w którym pętla nie przełączy się idealnie. W elektroenergetyce, dobry DT, to dobrze policzony DT... Który nie polega na ekstra delikatnej pętli wprowadzającej niebezpieczny failure point oferując zysk w promilach.

Układy LV, gdzie adaptację DT się stosuje nagminnie, to troszkę inna para kaloszy jednak.
-Primo - bezproblemowo możesz zaimplementować absurdalnie szybką pętlę kontrolną DT która jest bezpośrednio sprzężona z tranzystorami. Jest więc ona przewidywalna i niezawodna.
-Po drugie, niskonapięciowe (20-30V) MOSFET oferują absurdalnie niskie czasy przełączania i równie absurdalnie niskie RDSon. W tym zakresie implementowanie mostków które przełączają kilkadziesiąt amperów ze zboczem poniżej 1.5ns i rdson w zakresie pojedynczych miliiomów to dla mnie codzienność. I nie tylko na mnie - zajrzyjcie sobie na mobo współczesnych komputerów. I tu, faktycznie - każda nanosekunda w której dioda nie przewodzi jest cenna i można o nie walczyć. Ale to przypadek skrajny.

Do optymalizacji energoelektroniki wielkiej mocy nie tędy droga. Do tego służą inne podejścia.

Dobrze zaczęliście pisać o driverach. Zrobiłem małe przekopanie tematyki DRSSTC. I szczerze znalazłem konstrukcje które korzystały oficjalnie z driverów dyskretnych zamiast z GDT. Przy czym są to bardzo stare konstrukcje. Wiec skoro tak twierdzicie że jest lepiej to kto wykonał taką DRSSTC z driverem i na czym ?
Czy znajdują się w necie jakieś techniczne informacje czego używał ?

Wiesz co, GDT jest bardzo popularne wśród coilerów z dwóch bardzo prostych powodów.
Pierwszy, jest bardzo proste w implementacji.
Drugi, popularne konstrukcje z nich korzystały i następuje nieskończony cykl kopiowania po innych.

Dlatego też obecnie inne rozwiązania są rzadkością - ale osobiście stosuję od dawna scalone drivery w SSTC z powodzeniem. W DRSSTC jeszcze nie próbowałem, ale za jakiś czas pewnie się to zmieni w realizacji QCW na zamówienie...

Jednakże na koniec dnia - DRSSTC to nic niezwykłego, to duży inwerter jak każdy inny. Czemu więc po prostu nie korzystać z literatury producentów półprzewodników mocy, która opisuje sterowanie dużymi tranzystorami od chyba każdej możliwej strony?